还搞不懂推挽放大电路？看这一文，工作原理+电路图讲解，秒懂

大家好，我是李工，创作不易，希望大家多多支持我。今天给大家分享的是：推挽放大电路、推挽放大电路工作原理、A类放大电路、B类放大电路、AB类放大电路、如何降低推挽放大电路的交叉失真。

推挽晶体管电路是一种电子电路，使用以特定方式连接的有源器件，可以在需要时交替提供电路并从连接的负载吸收电流，用于向负载提供大功率，也被称为推挽放大器。

推挽放大器由2个晶体管组成，其中一个是NPN型，另外一个PNP型。一个晶体管在正半周期推动输出，另一个在负半周期拉动输出，因此被称为推挽放大器。

推挽放大器电路的主要优点是当没有信号时，输出晶体管没有功耗。推挽放大电路有多种类型，但通常将B类放大器视为推挽放大器。

推挽放大电路

A类配置是最常见的功率放大器配置，仅由一个设置为始终保持导通状态的开关晶体管组成，产生最小的失真和最大幅度的输出信号。A类放大器的效率很低，接近30%。即使没有连接输入信号，A类放大器的级也允许相同数量的负载电流流过它，因此输出晶体管需要大散热器。A类放大器的电路图如下：

A类放大器

B类放大器是实际的推挽放大器。B类放大器的效率高于A类放大器，因为它由两个晶体管NPN和PNP组成。B类放大器电路以这样一种方式偏置，即每个晶体管将在输入波形的一个半周期内工作。因此，这类放大电路的导通角为180度。一个晶体管在正半周期推动输出，而另一个在负半周期拉动输出，这就是它被称为推挽放大器的原因。B类放大器的电路图如下：

B类放大器

交叉失真

B类通常会受到称为交叉失真的影响，其中信号在0V时失真。我们知道，晶体管需要在其基极-发射极结处提供0.7v的电压才能将其打开。因此，当交流输入电压施加到推挽放大器时，它从0开始增加，直到达到0.7v，晶体管保持关断状态，我们没有得到任何输出。PNP晶体管在交流波的负半周也会发生同样的事情，这被称为死区。为了克服这个问题，二极管用于偏置，然后放大器被称为AB类放大器。

交叉失真缺陷可以通过使用两个在晶体管位置导通的二极管来校正。修改后的电路现在称为AB类放大器电路。

该AB类放大器是利用A类和B类放大器电路的特性制成的电路。从0V到0.7V，二极管偏置在导通状态，此时晶体管在基极没有信号。这解决了交叉失真问题。

AB类放大器

推挽放大电路

推挽放大电路由两个晶体管Q1和Q2组成，分别为NPN和PNP。当输入信号为正时，Q1开始导通并在输出端产生正输入的复制品。此时Q2仍处于关断状态。

在这里，在这种情况下

V输出=V输入–VBE1

类似地，当输入信号为负时，Q1关闭，Q2开始导通并在输出端产生负输入的复制品。

在这种情况下：

VOUT=VIN+VBE2

现在，为什么当VIN达到零时会发生交越失真？下面为推挽放大器电路的粗略特性图和输出波形。

推挽放大器电路的粗略特性图和输出波形。

晶体管Q1和Q2不能同时导通，要使Q1导通，我们要求VIN必须大于Vout，对于Q2，Vin必须小于Vout。如果VIN等于零，则Vout也必须等于零。

现在，当VIN从零开始增加时，输出电压Vout将保持为零，直到VIN小于VBE1（约为0.7v），其中VBE是导通NPN晶体管Q1所需的电压。因此，在VIN小于VBE或0.7v期间，输出电压呈现死区。当VIN从零开始下降时也会发生同样的事情，PNP晶体管Q2不会导通，直到VIN大于VBE2(~0.7v)，其中VBE2是导通晶体管Q2所需的电压。

不管是为扬声器还是伺服放大电路供电，推挽输出级（B类）是一个很好的选择。主要优点就是当没有信号存在时，输出晶体管中没有功耗。缺点就是信号子0V附近失真。下面来看看使用一些简单的技术可以降低多少失真。

推挽输出级

该电路被称为互补对称推挽输出级。

有一个NPN和一个PNP设备。

NPN和PNP电路看起来一样。

该级既可以提供电流也可以吸收电流。因为电路实际上只是几个射极跟随器驱动同一个负载，所以操作简单；Q1进行正摆动；Q2进行负摆动。

在仿真中，将10kHz的5V峰值正弦波应用于输入。绘制输入V(1)和输出V(2)电压。“正弦波”输出——输出级是简单的射极跟随器。打开晶体管大约需要0.7V。这意味着在输入达到+0.7V之前，Q1的发射极不会开始正向移动。同样，在输入低于-0.7V之前，Q2的发射极不会向负移动。实际上，+/-0.7V之间的任何输入信号都有进入“死区”，使输出停留在0V。另一个不良影响是输出低于5V峰值约0.7V。

1、失真程度怎么样？

仿真提供了一种方便的方法来确定输出信号的总谐波失真(THD)。通过包含命令四个10KHZV(2)，使用10kHz作为基频计算电压V(2)的傅里叶级数。

如果信号是没有失真的纯正弦波，则傅里叶级数将在基本10kHz处显示一个大分量V1，没有任何分量，V2、V3、V4，谐波频率为20kHz、30kHz、40kHz..另一方面，失真波在谐波处显示出重要的成分。THD很容易计算为：

总谐波失真

2、二极管偏置

这里需要一种方法来弥补射极跟随器的0.7V损失。这里就要想：哪个组件的导通电压接近VBE压降？答案是PN结二极管，下面显示了两个二极管清理死区的示意图。

两个二极管清理死区

这是解决失真问题的简单而有效的方法。二极管D1为输入信号增加了大约0.7V，与NPN发射极跟随器Q11的下降量大致相同，为-0.7V。最终效果是VD1和VBE相互抵消，保持（大约）输入电平。二极管D2对Q12的作用相同，只是极性相反。

RB1控制D1的电流,电流越大（RB1越小）意味着二极管电压越大，因此在无输入信号时Vbe越大。这种增加的偏差应该会进一步减少失真。但是，注意不要让RB1太小。由此产生的更高的二极管电流和更高的二极管电压开始正向偏置Q1，导致集电极电流流动，即使没有输入信号也是如此。此时，晶体管已进入AB类偏置。只要您考虑到Q1中的额外功耗，这可能没问题。（偏置过多的另一个危险是晶体管在升温时进入热失控状态。）

在另一个极端，降低RB1可能会限制最大输出摆幅。RB1有两个功能：

将基极电流输送到Q11

将偏置电流输送到D1

你可以通过IRB1=(VPOS-VB11)/RB1计算通过RB1的电流，从这个公式你可以知道IRB1会随着VB11的增加而变小。到达一个点，IRB1不足以同时为D1和Q11供电。随着输入增加，二极管D1最终关断，使输出在剩余的电压峰值期间保持平坦。

3、用RB1来尝试进一步降低THD

将RB1从10k降低到1k这样的值，重新运行模拟。THD有没有下降？另一方面，如果追求的是低功耗，则增加RB1以降低输出级中的偏置电流。但是，在输出在峰值附近变平之前，用不依赖于VB11的电流源替换RB1，或者选择具有更高Beta的晶体管。）

总结

如果要降低推挽放大电路的交叉失真，有以下方法：

1、像前面的电路一样添加二极管偏置